fHf_HfH​

高频响应分析对电容耦合还是直接耦合都是适用的#xff0c;因为在电容耦合中高频模式下…电子技术——CS和CE放大器的高频响应

在绘制出MOS和BJT的高频响应模型之后我们对MOS和BJT的高频响应有了进一步的认识。

现在我们想知道的是在高频响应中

fHf_HfH​

高频响应分析对电容耦合还是直接耦合都是适用的因为在电容耦合中高频模式下此时电容可以看做是完美短路。

CS放大器

。

因为图中存在两个电容的则传递方程一定是一个二阶多项式方程。

之后便可以确定零点和极点。

但是这个方法还是比较困难的而且无法给我们一个有效的方式快速确实什么才是高频响应的决定因素。

为此我们需要一个更加绝妙的方法。

所以我们不打算计算传递方程而是使用估算的方法快速确定高频响应的决定因素。

我们的思路在输入端简化电路然后使用简单的RC低通网络解决。

所以我们要去掉电容

CgdC_{gd}Cgd​

IgdsCgd(Vgs−Vo)sCgd[Vgs−(−gmRL′Vgs)]sCgd(1gmRL′)VgsI_{gd}

sC_{gd}(V_{gs}

Igd​sCgd​(Vgs​−Vo​)sCgd​[Vgs​−(−gm​RL′​Vgs​)]sCgd​(1gm​RL′​)Vgs​

现在我们从

sCeqVgssCgd(1gmRL′)VgssC_{eq}V_{gs}

sC_{gd}(1

Vgs​(RG​Rsig​RG​​Vsig​)1ω0​s​1​

ω0\omega_0ω0​

VoVsig−(RGRGRsig)(gmRL′)(11sω0)\frac{V_o}{V_{sig}}

-(\frac{R_G}{R_G

Vsig​Vo​​−(RG​Rsig​RG​​)(gm​RL′​)(1ω0​s​1​)

VoVsigAM1sωH\frac{V_o}{V_{sig}}

\frac{A_M}{1

最后我们发现CS放大器的高频响应可以等效为一个低通型RC网络的高频响应

总结如下

越小。

这给我们一个扩宽放大器带宽的一个思路就是尽量降低米勒效应。

上述分析都是一种估计分析也就是说

IgdI_{gd}Igd​

的时候以上因素均可以忽略。

同时这个方法指出影响放大器高频响应的关键因素米勒效应。

CS放大器在高频具有主导频率

fP≃fHf_P

AMVoVsig−RBRBRsigrπrπrx(Rsig∣∣RB)(gmRL′)A_M

\frac{V_o}{V_{sig}}

AM​Vsig​Vo​​−RB​Rsig​RB​​rπ​rx​(Rsig​∣∣RB​)rπ​​(gm​RL′​)

VoVsigAM1sωH\frac{V_o}{V_{sig}}

\frac{A_M}{1

I2​Z2​0−V2​​Z2​0−KV1​​IZV1​−KV1​​

1−K1-K1−K

最后一点我们在上面分析CS和CE的过程中我们忽略了等效的输出电容因为它实在是太小了

≃Cgd\simeq

VoVsig−gmRL′1−s(Cgd/gm)1s(CLCgdRL′)\frac{V_o}{V_{sig}}

-g_mR_L

Vsig​Vo​​−gm​RL′​1s(CL​Cgd​RL′​)1−s(Cgd​/gm​)​

我们发现其存在一个零点频率

为了说明极点是怎么形成的我们可以观察下图下图中我们将电压源置零。

RL′R_LRL′​

fZfH(gmRL′)(1CLCgd)\frac{f_Z}{f_H}

(g_m

-6dB每八度或-20dB每十倍的速度下降存在一个假设的理想零点单位增益

ftf_tft​

ftgmRL′12π(CLCgd)RL′gm2π(CLCgd)f_t

g_mR_L\frac{1}{2

ft​gm​RL′​2π(CL​Cgd​)RL′​1​2π(CL​Cgd​)gm​​

ftf_tft​